SiCMOSFET 在功率半导体市场中正迅速普及，因为它最初的一些可靠性问题已得到解决，并且价位已达到非常有吸引力的水平。随着市场上的器件越来越多，必须了解 SiCMOSFET 与 IGBT 之间的共性和差异，以便用户充分利用每种器件。本系列文章概述了安森美 M 1 1200 V SiCMOSFET 的关键特性及驱动条件对它的影响，作为安森美提供的全方位宽禁带生态系统的一部分，还将提供 NCP51705的使用指南。本文为第三部分，将重点介绍NCP51705 SiC 栅极驱动器的使用指南。

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NCP51705 是一种 SiC 栅极驱动器，具有高度的灵活性和集成性，使其与市场上的任何 SiC MOSFET 完全兼容。如图 32 所示，NCP51705 顶层框图包括通用栅极驱动器常见的许多基本功能，包括：

1. 高达 28 V 的 VDD 正电源电压

2. 高峰值输出电流（6 A 源极和 10 A 漏极）

3. 内部 5 V 参考电压可用于偏置 5 V、高达 20 mA 的低功率负载（数字隔离器、光耦合器、μC 等）

4. 分离信号，电源接地

5. 分离源极和漏极输出引脚

6. 内部热关断保护

7. 分离非反相和反相 TTL、PWM 输入

此外，NCP51705 具备使用最少的外部组件设计可靠的 SiC MOSFET 栅极驱动电路所必需的几个独特特性（在 TND6237/D 中的分立 SIC 栅极驱动部分的开头列出）。NCP51705 独特特性的优点将在下一节详细介绍。

过电流保护 − DESAT

NCP51705 DESAT 功能的实现只需使用两个外部组件。如图 33 所示，通过 DESAT 引脚的 R1 和 D1 监测 SiC MOSFET, Q1 的漏极-源极电压。

在 Q1 关断期间，漏极-源极端子可能出现几百伏电压。一旦 Q1 导通，漏极-源极电压迅速下降，预计在不到几百纳秒的时间内就会发生从高电压到接近零电压的转变。在导通转换期间，DESAT 信号前沿被一个 500 纳秒计时器消隐，该计时器由一个 5−Ω 的低阻抗下拉电阻组成。这使 VDS 有足够的时间下降，同时确保 DESAT 不会意外激活。500 纳秒过后，DESAT 引脚被释放，200−μA 电流源通过 R1、D1和 SiC MOSFET 导通电阻提供恒定电流。在导通时间内，如果 DESAT 引脚上升到 7.5 V 以上，则 DESAT 比较器输出会升高，从而触发 RS 锁存器的时钟输入。这种故障将逐个周期自动终止 Q_NOT 输出的后沿。SiC MOSFET 的栅极驱动因此有效地减少了与去饱和故障时间成比例的时间量。

200−μA 电流源足以确保 D1 的可预测正向压降，同时也使 R1 的压降能够在 SiC MOSFET 导通期间独立于 VDS。如果需要，可通过将 DESAT 引脚接地来禁用 DESAT 保护。相反，如果 DESAT 引脚处于浮动状态，或者 R1 无法打开，则流经 20−kΩ 电阻器的 200−μA 电流源在 DESAT 比较器的非反相输入端施加恒定的 4 V 电压。这种情况基本上禁用了 SiC MOSFET 的栅极驱动。一些应用可能倾向于使用电流检测变压器来检测漏极电流，并从外部驱动 DESAT 引脚。在这种情况下，NCP51705 包括一个 IC 金属选件，用于移除 20−kΩ 电阻器，使 DESAT 引脚可以用作传统的逐脉冲、过电流保护功能。

DESAT 引脚上的电压 VDESAT 由公式（1）确定为：

为 ID 分配最大值（留出额外的设计裕度）后，选择 R1 和 ID，使 VDESAT < 7.5 V。重新排列公式（1）并求解 R1 得出：

除了设置允许的最大 VDESAT 电压外，R1 还具有限制通过 D1 结电容的瞬时电流的双重目的。因为 SiC MOSFET 上的漏电压 dV/dt 极高，如果 R1 的大小不合适，通过 D1 的 p−n 结电容的电流可能会变得非常高。因此，应优先选择具有最低结电容的快速高压二极管。R1 的典型值将接近 5 kΩ< R1 < 10 kΩ 的范围，但这会根据所选 SiC MOSFET 的 ID 和 RDS 参数而发生变化。如果 R1远小于 5 kΩ，进入 DESAT 引脚的瞬时电流可能为数百毫安。相反，如果 R1 远大于 10 kΩ，则 RC 延迟为 R1 和 D1结电容的乘积。延迟可为 100 μs 量级，从而导致应对 DESAT 故障的额外延迟时间。

充电泵 – VEE (VEESET)

NCP51705 使用单一的正电源电压运行。从单一 VDD 电源电压运行意味着必须从栅极驱动器 IC 产生负 VEE 电压。使用开关电容充电泵是产生所需负 VEE 电压轨的必然选择。构建充电泵有许多不同的选择。主要挑战是在瞬态条件下保持准确的电压调节，以一定的频率开关以减小电容，并最大限度地减少外部组件数量，从而降低成本并提高可靠性。

从图 34 所示的充电泵功能框图可以看出，只需三个外部电容即可建立负 VEE 电压轨。充电泵功率级基本上由两个 PMOS 开关和两个 NMOS 开关组成，这些开关以桥式结构排列。

如图所示，外部飞跨电容 CF 连接在桥的每个支路的中点之间。开关时序，每当两个上部 PMOS 器件同时导通时，CF 会出现 VDD。同样，每当两个下部 NMOS 器件同时导通时，CF 会出现 −VEE。开关频率在内部设置为 390 kHz，两个上部 PMOS 器件与两个下部 NMOS 器件异步切换。290 kHz 的 IC 金属选件也可用于需要较低充电泵开关频率的应用。

VEE 被调节到在 VCH设置的电压，该电压由 VEESET 可编程的内部低压降稳压器 (LDO) 电压决定。VEESET 上的电压会改变内部 LDO 看到的增益 (GLDO)。如果 VEESET 保持浮动状态（建议使用从 VEESET 到 SGND 的 100−pF 旁路电容），则 VEE 设置为在 −3 V 下调节。对于 −5−V VEE 电压，VEESET 引脚应直接连接到 V5V（引脚 23）。如果 VEESET 连接到 9 V 和 VDD 之间的任何电压，则 VEE 被箝位并设置为以 −8 V 的最小充电泵电压进行调节。当 VDD > 7.5 V 时，充电泵启动，VEE 电压轨包括一个内部固定的 UVLO，设置为编程 VEE 值的 80%。由于 VDD 和 VEE 均由独立的 UVLO 电路监控，NCP51705 足够智能，可以在两个电压轨都在特定 SiC MOSFET 负载的安全范围内时实现。

或者，通过完全禁用充电泵，可以实现 0 V < OUT < VDD 开关。当 VEESET 连接到 SGND 时，充电泵被禁用。当充电泵被禁用且 VEE 直接与 PGND 相关联时，输出在 0 V < OUT < VDD 之间切换。需要注意的是，每当 VEESET 与 SGND 相关联时，VEE 必须与 PGND 相关联。在此工作模式期间，内部 VEE UVLO 功能也相应禁用。

另一种可能的配置是禁用充电泵，但允许使用外部负 VEE 电压轨。此选项允许 –VEE < OUT < VDD 切换，因为充电泵未切换，所以在 IC 功耗方面略有节省。当 VEESET 连接到 SGND 时，外部负电压轨可以直接在 VEE和 PGND 之间连接。请注意，由于 VEESET 为 0 V，内部 VEE UVLO 被禁用，因此 NCP51705 不知道 VEE 电压水平是否在预期范围内。

这种简单的 VEESET 调整能够使用最少的外部组件实现最高程度的灵活性，同时满足最广泛的 SiC MOSFET 电压要求。为了方便起见，表 2 中总结了 VEESET 的可配置性。

表 2：半导体材料属性

可编程欠压锁定 − UVSET

用于栅极驱动器 IC 的 UVLO 对于保护 MOSFET 至关重要，其工作原理是禁用输出，直到 VDD高于已知阈值。这不仅可以保护负载，而且可以向控制器验证施加的 VDD电压高于导通阈值。由于与 SiC MOSFET 相关的低 gm值，最佳 UVLO 导通阈值并非“一刀切”。如果允许驱动器输出在较低的 VDD 下切换，可能对某个 SiC MOSFET 不利，但根据散热、冷却和 VDD 启动时间，对另一个 SiC MOSFET 而言可能是可接受的。最佳 UVLO 导通阈值也会根据 VDD 电压轨的导出方式而发生变化。一些电源系统可能有一个专用的偏压电源，而其他系统则可能依赖于类似于图 36 的 VDD 自举技术。

NCP51705 通过可编程 UVLO 导通阈值解决了这一需求，该阈值可通过 UVSET 和 SGND 之间的单一电阻器设置。如图 35 所示，UVSET 引脚由 25−μA 电流源内部驱动，串联增益为 6。

UVSET 电阻器 RUVSET 根据公式（3）中定义的所需 UVLO 导通电压 VON 进行选择。

VON 值通常由 SiC MOSFET 输出特性曲线决定，如 TND6237/D 图 1 中突出显示的曲线。由于 SiC MOSFET 的导通电阻显著增加，即使 VGS 略有降低，允许的 UVLO 滞后必须很小。因此，NCP51705 具有固定的 1−V 滞后，因此关断电压 VOFF 始终比设置的 VON 低 1 V。

对于包含专用偏压电源的电源，假设在电源系统因故障恢复而启动软启动或重启之前，VDD 高于所需 VON阈值。对于此类系统，需要具有 1−V UVLO 滞后，并且不会因启动注意事项而产生任何影响。然而，一些电源系统从高电压开始，然后依赖于自举绕组的 VDD，如图 36 所示。

图中显示了具有高电压 (HV) 启动能力以及 VON = 17 V 和 VOFF= 9 V 的固定 UVLO 阈值的 PWM 控制器。施加 HV 时，当 HV = VON = 17 V，内部通道开关打开，PWM 控制器从 CVCC 汲取启动电流。在此期间，CVCC 正在放电，Q1必须开始切换，以在变压器自举绕组中建立电压。这对可从 RUVSET 编程的允许 VON 施加了限制。UVSET 必须设置为小于 PWM 控制器的 UVLO VON 的值。图 37 进一步说明了这些启动细节，其中 PWM 电压阈值显示为蓝色，NCP51705 显示为红色。

为了切换具有最高 VGS 的 SiC MOSFET，需要将 VON设置为尽可能接近 PWM 控制器的 UVLO 导通。在这样做时所进行的权衡意味着在 Δt (t2−t1) 期间 ΔV = 1 V。CVCC 的放电非常浅，因此需要较大的电容值。例如，假设启动电流为 1 mA，Δt = 3 ms 且 ΔV = 1 V，则需要用于 CVCC 的 3−μF 电容。相反，如果 VON 设置为比最小自举放电电压 VBOOT(MIN) 高 1 V，则允许 CVCC 在更宽的 ΔV (17 V − 11 V) 范围内放电，并且可以使用更小的电容值。给定相同的 1 mA，Δt = 3 ms 且允许 ΔV = 6 V，所需的 CVCC 电容值降低至 500 nF；减少了 6 倍。然而，由于 SiC MOSFET 将在 VGS = 11 V 的情况下切换，因此所产生的影响可能很大。显然，在启动前将 NCP51705 偏置是首选方法。

数字同步和故障报告 – XEN

XEN 信号是 VGS 反相的 5 V 数字表示。为了报告驱动器“状态”，PWM 输入被认为更准确，因为它来自 SiC 栅极电压，传播延迟大大减少。此信号可以在半桥电源拓扑中用作故障标志和同步信号，为实施交叉传导（重叠）保护打下基础。每当 XEN 为高、VGS为低时，则 SiC MOSFET 为关断状态。因此，如果 XEN 和 PWM 输入信号均为高，则检测到故障状态，并进行数字分配，以采取可能需要的任何预防措施。

封装

WBG 半导体使高压转换器能够在更接近低压（低于 100 V）开关频率的情况下工作。对于低压转换器而言，半导体封装的发展对当今开关性能的实现起到了关键作用。硅 MOSFET 封装取得了进步，例如双面冷却、夹焊、热增强功率封装和低电感、无引线封装。同样，栅极驱动器 IC 封装也“瘦身”明显。更短的管芯到引线、键合线连接，加上模制无引线封装 (MLP)，对于最大限度地减少驱动器侧的寄生电感至关重要。驱动器和 MOSFET (DrMOS) 共封装是减少寄生电感、提高效率和缩小电路板面积的最新步骤。DrMOS 等改进所涉及的电压相当低，因此可以实现。

在高压转换器领域，爬电距离和电气间隙等最小间距要求使得高性能 SiC MOSFET 依然采用低性能 TO−220 型和 TO−247 型封装。这些封装已经十分完善，长期以来一直是行业标准。它们非常适合工业应用，坚固且易于散热，但其长引线和内部键合线导致寄生电感更高。SiC MOSFET 现在使这些寄生电感受到热应力、频率和 dV/dt 速率的影响，以前在高压硅晶体管中，这是从未设想到的。可以说，SiC 促进了对高压分立封装的重新思考。

尽管分立组件并非如此，但 SiC 栅极驱动器能够充分利用与低压转换器驱动器相同的封装改进。NCP5170 管芯封装成 24 引脚、4 × 4 mm、热增强 MLP，如图 38 所示。

所有高电流电源引脚都翻倍，位于 IC 的右半部分。此外，每个翻倍引脚都通过内部双键合线连接到管芯，以实现尽可能最低的电感。所有低功耗数字信号仅为单引脚，位于 IC 的左半部分，为 PWM 或数字控制器提供了方便、直接的接口。

NCP51705 封装的底部包括一个电绝缘、导热、暴露的焊盘。该焊盘未连接到 PGND 或 SGND，但会通过热通孔连接到隔离铜 PCB 焊盘进行散热。

如果散热成为一个问题，应特别注意四个主要的功耗因素：

1. 与驱动外部 SiC MOSFET 相关的 OUTSRC 和 OUTSNK 损耗。这些是与开关频率成比例的栅极电荷相关损耗。降低开关频率将降低功耗

2. VDD和 V5V 之间的 LDO，能够提供高达 20 mA 的电源。切勿加载超过数字隔离器或光耦合器偏压的 V5V

3. VDD 和 VCH 之间的 LDO，这是内部充电泵的一部分

4. 内部充电泵电源开关，可禁用并用外部负偏压替换，如充电泵–VEE (VEESET) 一节所述

系统性能

对于 VDD> 7 V，静态电流线性缓升，直至超过设置的 UVLO 阈值。图 39 所示的蓝色迹线表示 VDD 与 IDD，无输入（非开关），VDD(UVLO)= 12 V，V5V 调节器无负载。对于 7 V < VDD < 22 V，IDD 测量为 0.6 mA < IDD< 2.3 mA。当 VDD 超过 UVLO 阈值时，中间的平坦线表示 IDD 电流增加约 ~1−mA。

红色迹线表示在禁用内部充电泵的同时向 IN+ 施加 100 kHz、50% 脉冲输入的情况。使用 4.99 Ω + 2.2 nF 负载，这是典型 SiC MOSFET 的等效输入。外部源极和漏极电阻为 3Ω。对于 12 V < VDD < 22 V，IDD 测量为 3.7 mA < IDD < 5.5 mA。

图 40 所示的启动波形显示了 VDD 之前出现的 IN +。VDD 从 0 V 上升至 20 V，UVSET = 2 V（未显示），相当于 VDD(UVLO) = 12 V。VEE 被设置为在 −5 V 调节，VEESET = V5V（未显示），相当于 VEE(UVLO) = −4 V。当 VEE = −4 V 时，输出便会启用，即使 VDD > 12 V (VDD= 15 V)。还要注意，在近 100 μs 的时间内，OUT (VGS) 小于 20 V。根据 VDD 启动的 dV/dt 速率，该时间可能更长，因此，在编程 UVSET 时应考虑 SiC MOSFET 的热应力。

图 40：CH1−IN+，CH2−VDD，CH3−OUT，CH4−VEE；VDD(UVLO) = 12 V，VEE(UVLO) = −4 V

图 41 中显示了相同的启动波形，但 UVSET = 3 V（未显示），相当于 VDD(UVLO) = 18 V。在这种情况下，当 VDD = 18 V 时，OUT (VGS) 便会启用，即使 VEE < −4 V (VEE= −5 V)。哪个 UVLO 占优势取决于 VDD 与 VEE 的 dV/dt 速率。关键点是 NCP51705 输出被禁用，直到 VDD 和 VEE 都高于或低于各自的 UVLO 阈值。与图 40 相比，请注意较高的 UVLO 设置对 OUT (VGS) 的影响，其中第一个 OUT 脉冲出现在 20 V 和 −5 V 附近。

图 41：CH1−IN+，CH2−VDD，CH3−OUT，CH4−VEE；VDD(UVLO) = 18 V，VEE(UVLO) = −4 V

NCP51705 内部充电泵有一个缓慢的控制回路，其效果可从 VEE 启动期间观察到的轻微下冲和